在众多电源应用（例如电压和电流）中，宽工作范围负载不可或缺。LED 照明和电池充电应用可作为典型 示例。凭借本身高效和用户友好型基波分析法 (FHA) 设计，LLC 拓扑结构备受青睐。但也存在负载电流范围变宽时电压工作范围受限等缺点。此外，尽管在串联谐振工作点附近采用 FHA 方法进行分析十分精确，但当负载范围（电压和电流）明显变宽时，可能就会失效。
作为另一种负载谐振拓扑结构，LCC 可用于宽范围负载工作的替代解决方案。但是，LCC 拓扑结构的设计和简单的 LLC 结构不同，因为 LCC 很少在串联谐振点附近工作，整个电路可实现线性化。因此，采用FHA 方法会导致精度不够，从而需要在谐振回路的迭代优化上花费更多的设计时间和精力。
【资料图】
~由于电流源特性类似，电压范围更宽。
~在相同的频率范围内，负载电流范围更宽，这意味着具有宽输出电压的 LED 驱动器可在不使用突发模式的情况下深度调光,在一些室内电源调光深度可达0.1%。
~变压器不需要磨气隙，节约成本
~抗输出短路的稳健性
~对寄生电容的抗扰性 ，LCC因为有Cp并联在变压器绕组上，对寄生电容不敏感
~更容易集成变压器设计
~通常比LLC需要更大的谐振电感
~强制性输出 OVP
~轻负载损失高于 LLC
~需要使用额外的并联谐振电容器
1，基波分析法 基于 FHA 分析负载谐振转换器（如 LLC 和 LCC ）是最受欢迎的一种方法。假设电路仅在基波向输出端输送功率的点附近运行。例如，当 LLC/LCC 转换器在其串联谐振频率 fR 附近工作时，假设有效，串联谐振电容 CS 和串联谐振电感 LS 形成该频率（见 ）。在此， Vi 是 HB 拓扑结构中母线电压的一半，等于全桥 (FB) 拓扑结构中的母线电压。在 fR 处，输入电流 iin 为正弦状，与方波 vin 的输入电压同相。并联谐振阻抗 ZP 上的电压 vo 为方形状，流向输出整流器的电流 io 为正弦状，与 vo 同相。基于 LLC 拓扑结构和 LCC 拓扑结构，阻抗 ZP 可分为电感 LP 或 CP。在此，隔离变压器可忽略不计，因此，次级侧的各个组件和初级侧相同。值得注意的是，如果忽略 HB 零电压开关 (ZVS) 所需的死区时间，则输出二极管在此工作点上持续导通。总之，获得准确 FHA 的先决条件是： ~谐振回路的正弦输入电流与输入方波电压同相 ~输出二极管持续导通 当工作点远离 fR 时，这种方法的准确性有限。随着负载范围变宽，此情况还会而出现，但仍然可用来定性描述 LLC 或 LCC ，以便快速、直接地了解拓扑结构的特性。 在 FHA 假设下，可线性化 LLC/LCC 电路，负载等效为与 ZP 并联的电阻 Re。等效电路如下 所示。因为只有基波向输出端输送功率，所以可用交流信号来分析电路。负载电阻 Ro 可参考初级侧的 Re 值，其产生的功率与实际负载 Ro 相同。其数值计算方法为：其中 nTR 是变压器初级侧与次级侧的匝数比。等效交流电路如下图所示。
因为输入和输出信号都是从方波转换为纯正弦信号，所以从输入到输出的直流电压增益 GV.DC 等于交流电压增益，可通过以下方式计算：
注意，vo.sin 必须滞后于 vin.sin，以便获得 MOSFET 的 ZVS。提供 LLC 和 LCC 的 GV 值。Re 归一化负载电流定义如下
是串联谐振元件的特征阻抗 Ze，VI 是半母线电压 (VBUS/2)
通过品质因数 Qe 描述电压增益和归一化负载电流，品质因数 Qe 是指两个谐振频率 fHL 与归一化开关频率 fn之间的频率比值。不同于在 LLC 情况下使用两个谐振电感之间比率的 FHA 方法，使用 fHL术语可帮助我们更容易地理解电压增益扫描曲线。下一章说明基于 FHA 方法的 LLC 和 LCC 转换器 2，拓扑结构比较利用上述 FHA 方法，说明 LLC 和 LCC 转换器的本质区别。包括工作范围、负载故障反应、电压增益、源极类型、寄生敏感度等问题。
2.1软开关范围 LLC 和 LCC 都可通过软开关操作——即初级侧 MOSFET ZVS 和输出二极管 ZCS。 显示了两种拓扑在开关频率（x 轴）和不同 Qe 或 Re （曲线）下的电压增益曲线。在此，所有曲线的 Ze 值相同，两图中颜色相同的曲线具有相同的 Re 值。等高线的外侧曲线 Qe 较低，换言之，较高的 Re 意味着较低的负载功率。 当在负载电流 io 落后 vin 的感性区（浅绿色区域）工作时，LLC 和 LCC 可实现软开关，因而具有高效率、高可靠性和良好的 EMI 性能 LLC 的软开关区域分为两部分：一部分在 LLC 串联谐振频率 fRH.LLC 以下，另一部分在其以上。有趣的是，从 fRH.LLC 上方的绿色区域可看出，当 Re 升高时，即使频率大大提高，增益曲线也不会明显下降。因此，当指定的负载电流范围较宽时，不建议在这个区域工作。 . 节中说明另一个重要原因。同时，软开关领域的 LCC 情况并非如此。这是因为随着频率的提高，LCC 并联谐振电容 Cp 上的电压迅速降低，所以负载电流迅速下降。 2.2 负载故障后果 来看看当负载短路或者开路时， LLC 和 LCC 的反应。 当负载短路时，电压增益 GV 急剧下降。如果控制回路响应较慢（控制带宽通常在 kHz 水平左右）， LLC 可能会落入硬开关区域。但在这种情况下，LCC 不会失去 ZVS ，因为 LCC 可保持 ZVS 直到增益下降为 0 ，与负载短路前的负载电流位置无关。 中可看到上述示例。 换言之，当负载断开时， Re 飙升； LLC 的输出电压不会急剧升高，但 LCC 的输出电压会升高。此外，当电压增益跳变时，LCC 可能会进入硬开关区。因此， LCC 绝对需要一个输出 OVP 。 ICL5102 配备一个 OVP引脚，可通过耦合次级侧辅助绕组来感应输出电压，从而快速保护输出 OVP 。输出 OVP 对于 SELV 级照明镇流器很重要（输出电压严格低于 60 V ） 2.2.3 电压增益范围和频率范围 从 和 中都可查看电压增益曲线。为了便于比较， Ze 值相同，相同颜色的曲线代表相同的 Re 值： fRH.LLC = fRH.LCC， LLC 和 LCC 图中的 fHL 值相同。由此可看出，尽管在相同的负载 Re 下，最大电压增益几乎相同，但在相同的频率范围 ( Δ f) 内， LCC 拓扑结构的最小电压增益小于 LLC 。原因是 LLC 频率一旦超过其串联谐振频率 fRH.LLC，在高负载电阻下，电压增益曲线往往会变得更加平缓。这显示了纯串联谐振转换器的典型特性。同时，LCC 在并联谐振频率附近工作时，可获得更灵活的电压增益。因此，在相同的频率范围和负载范围内，LCC 可覆盖较宽的电压范围；换言之， LCC 更加适用于宽负载电压工作范围扩大 LLC 电压增益范围的方法有很多。在不增加额外谐振元件或改变 HB 结构中 50% 占空比的情况下，降低 fRL.LLC 和 fRH.LLC 之间的比率——换言之，降低 L P /L S 的比率，是 中一种常见的解决方案。然而，这样会导致磁化电流（无功功率）变大，变压器绕组和 MOSFET 中的传导损耗更高。因此，在进行 LLC 的优化设计 时，需要在效率和电压增益范围之间做出权衡 然而，在输入和输出电压固定的应用中，可在串联谐振点 fRH.LLC 上设计 LLC 。此时， LLC 的效率最高，且其在不同负载下的工作频率不变，有利于 EMI 滤波器的设计。 2.2.4 电压源和电流源比较 为什么 LLC 和 LCC 的表现大相径庭？让我们看看谐振回路的另一种状态。使用 中的 Jnorm 方程， 中绘制了两种拓扑结构的归一化负载电流（上图）以及电压增益（下图）。由此可看出，无需考虑负载电阻，LCC 负载电流在较高的谐振频率 fRH.LCC 处收敛，这表示 LS、 CS 和 CP 三个元件之间并联谐振。就这一点而言，LCC 更像一个刚性电流源。另一方面， fRH.LLC 处的 LLC 更像一个电压源。 可通过戴维南和诺顿电路变换来进行说明，如 所示。众所周知，在串联谐振频率 ( fRH.LLC) 处， CS 和 LS 串联的阻抗为零，因此无论负载 Re 大小如何，都可直接视为戴维南等效电路中所示的电压源（ ）。在这个恒定电压 (CV) 点上，可设计一个带有 CV 输出的低成本 PSR LLC ，适用于输入电压稳定且对输出电压的精度和纹波要求不高的应用。 当在并联谐振频率 ( fRH.LCC) 附近工作时，借助诺顿等效电路（ ）更容易理解 LCC 。在 fRH.LCC 处，谐振回路的阻抗无限大。因此，等效电流源可完全对负载进行馈电，其电流值几乎与负载无关。此处称为恒流(CC) 点。这就是为什么 LCC 可支持更宽的输出范围。利用这一特性，我们可为不可调光照明应用设计一款低成本 PSR LCC （见 节）。关键的设计挑战在于如何在开环控制方案中将输出电流分布控制在一个可接受的范围内。 在 的归一化负载电流图中可发现另一个重要特征——在相同的频率范围内， LCC 可处理更高的负载电流。经验表明，当指定宽输出电压范围时，LLC 必须在轻负载条件下进入突发模式。这在照明应用中并不适用，因为诱发的低频电流纹波会影响照明质量，而且潜在的音频噪声也难以解决。大型 OEM 照明客户应尽量避免使用突发模式进行深度调光。因此，LCC 非常适用于宽输出电压和电流范围应用。 2.2.5 寄生电容灵敏度 谐振电路中的寄生元件会引发额外的谐振，使电路偏离理想的工作状态。最显著的寄生现象是存在于变压器绕组和输出半导体中的杂散电容，如输出二极管或同步整流 (SR) 结构中的 MOSFET 。这些电容可集中成一个电容器，与变压器的磁化电感 LP 并联。 显示了包含和不包含寄生电容的 LLC 电压增益曲线。从 中可看出，随着负载电阻的增大（轻负载工作）和工作频率的提高，寄生电容可明显提高电压增益。这不仅导致需要通过进一步扩展频率以获得相同的电压增益，更严重的是，拓扑结构进入硬开关和控制不稳定状态。因此，对于宽负载范围的 LLC 转换器，建议在规定的负载电流和最小电压情况下，将频率设置为接近串联谐振点 ( fRH.LLC) 的位置 另一方面，这种寄生电容对 LCC 的设计和运行影响不大。如果将其并联谐振电容 CP 置于次级侧的变压器端子上，则寄生电容基本可与 CP 合并。由于寄生电容值很小，所以其影响微不足道。 2.2.6 集成变压器结构 采用分立谐振电感器可使 LCC 回路设计拥有更大的自由度；利用变压器漏电感作为串联电感有助于减少系统尺寸/BOM 成本，简化库存管理。 LLC 和 LCC 集成变压器的结构不同。 显示了集成变压器对称结构的一半。在此，初级和次级绕组使用利兹线。初级和次级绕组通常被放置在线架的不同位置，从而获得足够的漏电感。 一旦根据设计原理、额定电流等确定了导线类型和绕组匝数，就需要调整两个绕组部分之间的距离（ 中的 Lbg）以获得适当的漏电感。这对 LLC 和 LCC 来说都一样。 与漏电感相比，LLC 变压器的磁化电感有限，因此必须在中间铁芯腿上建立气隙（ 中的 Lag）用来控制 LP 值。同时，这种气隙对于 LCC 变压器来说并非绝对必要的因素，因为其磁化电感远远大于漏电感。这意 味着 LCC 变压器的制造更容易且更便宜。此外，在 LLC 集成变压器中，气隙周围的边缘场所引起的绕组损耗也是一个问题，但 LCC 中不存在这种问题。 需要注意的是，一旦使用集成变压器，设计人员只能将并联谐振电容 CP 放置在变压器次级侧。对于 LV 输出应用来说，由于额定电压较小，这通常会降低电容成本。 2.2.7 轻负载损耗 在轻负载情况下（如果系统没有进入突发模式），工作频率越高，两种转换器的铁芯损耗就越高。同时，LCC 仍需对 CP 进行充电，直至达到相同的输出电压。这意味着轻负载条件下的循环能量增加，并将进一步降低系统效率。因此，对于轻负载条件下需要高系统效率的应用，不建议使用持续工作的 LCC 。